Wein bridge-oscillator

I denne vejledning lærer vi om Wein Bridge Oscillator, som blev udviklet af en tysk fysiker Max Wien. Det er oprindeligt udviklet til beregning af kapacitansen, hvor modstanden og frekvensen er kendt. Inden vi går videre til den yderligere dybdegående diskussion om, hvad der faktisk er Wein Bridge Oscillator, og hvordan den bruges, lad os se, hvad der er Oscillator, og hvad Wein Bridge Oscillator er.

Wein Bridge Oscillator:

Som i den foregående tutorial af RC Oscillator kræves en modstand og kondensator for at producere en faseforskydning, og hvis vi forbinder en forstærker i inverterende specifikationer og forbinder forstærkeren og RC-netværk med en feedbackforbindelse, begynder forstærkerens output at producere en sinusformet bølgeform ved svingning.

I en Wien bridge-oscillator bruges to RC-netværk på tværs af en forstærker og producerer et oscillatorkredsløb.

Men hvorfor skal vi vælge Wien-brooscillator ?

På grund af de følgende punkter er Wien-brooscillatoren et klogere valg til fremstilling af sinusformet bølge.

Det er stabilt.
Forvrængningen eller THD (Total Harmonic Distortion) er under kontrollerbar grænse.
Vi kan ændre frekvensen meget effektivt.

Som fortalt før har Wein Bridge-oscillatoren to-trins RC-netværk. Det betyder, at den består af to ikke-polære kondensatorer og to modstande i en højpas- og lavpasfilterformation. En modstand og en kondensator i serie på den anden side en kondensator og en modstand i parallel formation. Hvis vi konstruerer kredsløbet, vil skematisk bare se sådan ud: -

Som tydeligt set er der to kondensatorer, og der anvendes to modstande. Begge RC-trin, der fungerer som højpas- og lavpasfilter, der er forbundet sammen, hvilket er produktet af et båndpasfilter, som akkumulerer frekvensafhængigheden af to ordens trin. R1- og R2-modstanden er den samme, og også C1- og C2-kapacitansen er den samme.

Wein Bridge Oscillator Output Gain og fase forskydning:

Hvad der sker inde i RC-netværkskredsløbet i ovenstående billede er meget interessant.

Når der anvendes lavfrekvens, er den første kondensator (C1) reaktans høj nok og blokerer indgangssignalet og modstår kredsløbet for at producere 0 output, på den anden side, Samme ting sker på en anden måde for den anden kondensator (C2), forbundet i parallel tilstand. C2-reaktansen er blevet for lav og omgår signalet og producerer igen 0 udgange.

Men i tilfælde af en middelfrekvens, når C1-reaktansen ikke er høj, og C2 er reaktansen ikke er lav, vil det give output på tværs af C2-punktet. Denne frekvens, der er nævnt som resonansfrekvens.

Hvis vi ser dybt inde i kredsløbet, ser vi, at kredsløbets reaktans og modstanden i kredsløbet er ens, hvis resonansfrekvensen opnås.

Så der er to regler anvendt i et sådant tilfælde, når kredsløbet leveres af resonansfrekvensen på tværs af indgangen.

A. Faseforskellen mellem input og output er lig med 0 grader.

B. Da det er i 0 grader, vil output være maksimalt. Men hvor meget? Det er nøje eller nøjagtigt 1/3 ^rd af indgangssignalet s størrelsesorden.

Hvis vi ser output fra kredsløbet, vil vi forstå disse punkter.

Outputtet er nøjagtigt den samme kurve som billedet viser. Ved lav frekvens fra 1Hz er udgangen mindre eller næsten 0 og øges med frekvensen ved indgang op til resonansfrekvensen, og når resonansfrekvensen er nået, er udgangen ved sit maksimale spidspunkt og falder kontinuerligt med stigningen i frekvensen og igen det producerer 0 output ved høj frekvens. Så det passerer tydeligt et bestemt frekvensområde og producerer output. Derfor blev det tidligere beskrevet som frekvensafhængigt variabelt bånd (frekvensbånd) passfilter. Hvis vi nøje ser på fasens forskydning af output, vil vi tydeligt se 0 graders fasemargen over output ved den korrekte resonansfrekvens.

I denne faseudgangskurve er fasen nøjagtigt 0 grader ved resonansfrekvensen, og den startes fra 90 grader til faldende ved 0 grader, når indgangsfrekvensen øges, indtil resonansfrekvensen er opnået, og derefter fortsætter fasen med at falde ved slutpunktet på - 90 grader. Der er to udtryk, der bruges i begge tilfælde. Hvis fasen er positiv, kaldes den som faseudvikling, og i tilfælde af negativ kaldes den som faseforsinkelse .

Vi ser resultatet af filtertrinnet i denne simuleringsvideo:

I denne video anvendes 4.7k som R i både R1 R2 og 10nF kondensatoren bruges til både C1 og C2. Vi anvendte sinusformet bølge på tværs af stadierne og i oscilloskopet viser den gule kanal kredsløbets indgang, og den blå linje viser kredsløbets output. Hvis vi ser nøje, er outputamplituden 1/3 af indgangssignalet, og outputfasen er næsten identisk med 0 graders faseforskydning i resonansfrekvens som beskrevet tidligere.

Resonansfrekvens og spændingsudgang:

Hvis vi mener, at R1 = R2 = R eller den samme modstand bruges, og til valg af kondensator C1 = C2 = C anvendes den samme kapacitansværdi, vil resonansfrekvensen være

Fhz = 1 / 2πRC

R står for modstand og C står for kondensator eller kapacitans, og Fhz hvis resonansfrekvens.

Hvis vi ønsker at beregne Vout på RC-netværket, skal vi se kredsløbet på en anden måde.

Dette RC-netværk arbejder med AC-signaler. Beregning af kredsløbsmodstand i tilfælde af vekselstrøm i stedet for beregning af kredsløbsmodstand i tilfælde af jævnstrøm er lidt vanskelig.

RC-netværk skaber impedans, der fungerer som modstand på et anvendt AC-signal. En spændingsdeler har to modstande, i disse RC-trin er de to modstande Første filter (C1 R1) impedans og det andet filter (R2 C2) impedans.

Da der er en kondensator, der er tilsluttet enten serier eller i parallel konfiguration, vil impedansformlen være: -

Z er symbolet på impedans, R er modstanden og Xc står for kondensatorens kapacitive reaktans.

Ved at bruge den samme formel kan vi beregne den første trins impedans.

I tilfælde af andet trin er formlen den samme som beregning af den parallelle ækvivalente modstand,

Z er impedansen, R er modstanden, X er kondensatoren

Den endelige impedans af kredsløbet kan beregnes ved hjælp af denne formel: -

Vi kan beregne et praktisk eksempel og se output i sådanne tilfælde.

Hvis vi beregner værdien og ser resultatet, ser vi, at udgangsspændingen vil være 1/3 af indgangsspændingen.

Hvis vi forbinder to-trins RC-filteroutput til en ikke-inverterende forstærkerindgangsstift eller + Vin-pin, og justerer forstærkningen for at genoprette tabet, vil output producere en sinusformet bølge. Det er Wien-broens svingning, og kredsløbet er Wein Bridge Oscillator-kredsløb.

Arbejde og konstruktion af Wein Bridge Oscillator:

I ovenstående billede er RC-filteret forbundet over en op-amp, der er i en ikke-inverterende konfiguration. R1 og R2 er modstand med fast værdi, mens C1 og C2 er en kondensator med variabel trim. Ved at variere værdien af disse to kondensatorer på samme tid kunne vi få ordentlig svingning fra et lavere område til det øvre område. Det er meget nyttigt, hvis vi vil bruge Wein-brooscillatoren til at producere sinusformet bølge med forskellig frekvens fra et lavere til det øvre område. Og R3 og R4 bruges til op-amp feedback-forstærkning. Outputforstærkning eller forstærkning er meget pålidelig af disse to værdikombinationer. Da de to RC-trin falder udgangsspændingen til 1/3, er det vigtigt at genoprette den tilbage. Det er også et klogere valg at få mindst 3x eller mere end 3x (4x foretrukket) gevinst.

Vi kan beregne forstærkningen ved hjælp af 1+ (R4 / R3) relation.

Hvis vi igen ser billedet, kan vi se, at feedbackforløbet for operationsforstærkeren fra udgangen er direkte forbundet til RC-filterets indgangstrin. Da det to-trins RC-filter har en egenskab på 0 graders faseforskydning i resonansfrekvensområdet og direkte forbundet med op-amp positiv feedback, lad os antage, at det er xV +, og i den negative feedback anvendes den samme spænding, som er xV- med den samme 0 graders fase differentierer op-forstærkeren de to indgange og udelukker det negative feedback-signal, og på grund af det fortsætter, når udgangen, der er forbundet over RC-trin, begynder op-forstærkeren at svinge.

Hvis vi bruger en højere drejningshastighed, kan højere frekvens op-amp outputfrekvensen maksimeres med et stort beløb.

Få højfrekvente op-forstærkere er i dette segment.

Vi skal også huske, som i tidligere RC-oscillator-tutorial, vi diskuterede om belastningseffekten, skal vi vælge op-forstærker med høj inputimpedans mere end RC-filteret for at reducere belastningseffekten og sikre ordentlig stabil svingning.

LM318A
LT1192
MAX477
LT1226
OPA838
THS3491, som er 900 mHz Op-amp med høj frø!
LTC6409, som er 10 Ghz GBW Differential op-amp. For ikke at nævne dette kræver speciel tilføjelse af kredsløb og usædvanlig god RF-designtaktik for også at opnå dette højfrekvente output.
LTC160
OPA365
TSH22 Op-amp i industriel kvalitet.

Praktisk eksempel på Wein Bridge Oscillator:

Lad os beregne en praktisk eksempelværdi ved at vælge modstand og kondensatorværdi.

I dette billede anvendes til RC-oscillatoren en 4,7 k modstand til både R1 og R2. Og en trimmer kondensator, der har to poler, indeholder 1-100nF til C1 og C2 trimming kapacitet. Lad os beregne oscillationsfrekvensen for 1nF, 50nF og 100nF. Vi beregner også forstærkningen af op-forstærkeren som R3 valgt som 100k og R4 valgt som 300k.

Som beregning er frekvensen let med formlen

Fhz = 1 / 2πRC

For værdien af C er 1nF og for modstanden er 4,7k vil frekvensen være

Fhz = 33.849 Hz eller 33,85 KHz

For værdien af C er 50nF og for modstanden er 4,7k vil frekvensen være

Fhz = 677Hz

For værdien af C er 100nF og for modstanden er 4,7k vil frekvensen være

Fhz = 339Hz

Så den højeste frekvens, vi kan opnå ved hjælp af 1nF, som er 33,85 kHz, og den laveste frekvens, vi kan opnå ved hjælp af 100nF, er 339Hz.

Den forstærkning af op-amp er 1+ (R4 / R3)

R4 = 300k

R3 = 100k

Så gevinsten = 1+ (300k + 100k) = 4x

Op-amp vil producere 4x forstærkning af input over den ikke-inverterede “positive” pin.

Så ved at bruge denne måde kan vi producere Wein Bridge Oscillator med variabel frekvens.

Anvendelser:

Wein Bridge Oscillator anvendt i et bredt niveau af applikationer inden for elektronikområdet, fra at finde den nøjagtige værdi af kondensatoren. For at generere 0 graders fasestabil oscillatorrelateret kredsløb på grund af lavt støjniveau er det også et klogere valg for forskellige lydkvalitetsniveauer applikationer, hvor kontinuerlig svingning er påkrævet.